TL494 схема включения, принцип работы, примеры схем, чертежи печатных плат. Импульсный лабораторный блок питания на TL494 Блок питания на tl494 схема своими руками

ПРИНЦИП РАБОТЫ TL494
НА ПРИМЕРЕ АВТОМОБИЛЬНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ

TL494 по сути уже легендарная микросхема для импульсных блоков питания. Некоторые могут конечно возразить, что мол сейчас уже есть более новые, более продвинутые ШИМ контроллеры и какой смысл возится с этим старьем. Лично я на это могу сказать только одно – Лев Толстой писал вообще от руки и как писал! А вот наличие на Вашем компе две тысячи тринадцатого Ворда чет ни кого не сподвигло на написание хотя бы нормального рассказа. Ну да ладно, кому интересно смотрим дальше, кому нет – всего наилучшего!
Сразу хочу оговориться – речь будет идти о TL494 производства Техас Инструментс. Дело в том, что данный контроллер имеет огромное количество аналогов, производимых разными заводами и хотя структурная схема у них ОЧЕНЬ похожа, но это все равно не совсем одинаковые микросхемы – даже усилители ошибки на разных микросхемах имеют разный коф усиления при одной и той же пассивной обвязке. Так что после замены ОБЯЗАТЕЛЬНО перепроверьте параметры ремонтируемого блока питания – на эти грабли я лично наступал.
Ну это была присказка, а вот и сказка начинается. Перед Вами структурная схема TL494 как раз от Техас Инструментс. Если вглядеться, то не так уж много в ней и начинки, однако именно такое сочетание функциональных узлов позволило данному контроллеру завоевать огромнейшую популярность при копеешной стоимости.

Микросхемы выпускаются как в обычных ДИПовских корпусах, так и в планарных, для поверхностного монтажа. Цоколевка в обоих случаях аналогична. Лично я по причине своей подслеповатости предпочитаю работать по старинке – обычные резисторы, ДИПовские корпуса и так далее.

На седьмой и двенадцатый вывода у нас подается напряжение питания, на седьмой МИНУС, ну или ОБЩИЙ, на двенадцатый ПЛЮС. Диапазон питающих напржений довольно большой – от пяти до сорока вольт. Для наглядности микросхема обвязана пассивными элементами, которые и задают режимы ее работы. Ну а что для чего предназначено будет понятно по мере запуска микросхемы. Да, да именно запуска, поскольку микросхема начинает работать не сразу при подачи питания. Ну обо всем по порядку.
Итак, при подключении питания разумеется на двенадцатом выводе TL494 напряжение появится не мгновенно – потребуется какое время на зарядку конденсаторов фильтра питания, а мощность реального источника питания разумеется не бесконечна. Да, это процесс довольно скоротечен, но он все равно есть – напряжение питания увеличивается от нуля до номинального значение за какой то промежуток времени. Допустим, что номинальное напряжение питания у нас 15 вольт и мы его подали на плату контроллера.
Напряжение на выходе стабилизатора DA6 будет почти равно напряжению питания всей микросхемы пока основное питание не достигнет напряжения стабилизации. Пока оно ниже 3,5 вольт на выходе компаратора DA7 будет присутствовать уровень логической единицы, поскольку данный компаратор следит за величиной внутреннего опорного напряжения питания. Эта логическая единица подается на логический элемент ИЛИ DD1. Принцип работы логического элемента ИЛИ заключается в том, что если хотя бы на одном из его входов присутствует логическая единица на выходе будет единица, т.е. если единица на первом входе ИЛИ на втором, ИЛИ на третьем ИЛИ на четвертом, то на выходе DD1 будет единица и что будет на остальных входах значения не имеет. Таким образом, если напряжение питания ниже 3,5 вольт DA7 блокирует прохождение сигнала тактового сигнала дальше и на выходах микросхемы ни чего не происходит – управляющих импульсов нет.

Однако как только напряжение питания превышает 3,5 вольт напряжение на инвертирующем входе становится больше, чем на не инвертирующем и компаратор меняет свое выходное напряжение на логический ноль, тем самым снимая первую ступень блокировки.
Вторая ступень блокировки контролируется компаратором DA5, который следит за величиной напряжения питания, а именно на его величиной в 5 вольт, поскольку внутренний стабилизатор DA6 не может выдать напряжение больше чем на его входе. Как только напряжение питания превысит 5 вольт оно станет больше на инвертирующем входе DA5, поскольку на не инвертирующем входе оно ограничено напряжением стабилизации стабилитрона VDвн5. Напряжение на выходе компаратора DA5 станет равно логическому нулю и попадая на вход DD1 снимается вторая ступень блокировки.
Внутреннее опорное напряжение 5 вольт используется и внутри микросхемы и выводится за ее пределы через вывод 14. Внутреннее использование гарантирует стабильную работу внутренних компараторов DA3 и DA4, поскольку данные компараторы формируют управляющие импульсы исходя из величины пилообразного напряжения, формируемого генератором G1.
Тут лучше по порядку. В микросхеме имеется генератор пилы, частота которой зависит от времязадающих конденсатора С3 и резистора R13. Причем R13 не принимает непосредственного участия в формировании пилы, а служит регулирующим элементом генератора тока, который и производит зарядку конденсатора С3. Таким образом уменьшая номинал R13 увеличивается ток зарядки, конденсатор заряжается быстрее и соответственно увеличивается тактовая частота, а амплитуда формируемой пилы сохраняется.

Далее пила попадает на инвертирующий вход компаратора DA3. На не инвертирующем входе которого находится опорное напряжение величиной 0,12 вольта. Это как раз соответствует пяти процентам от всей длительности импульса. Другими словами не зависимо от частоты на выходе компаратора DA3 появляется логическая единица ровно на пять процентов от длительности всего управляющего импульса, тем самым блокируя элемент DD1 и обеспечивая время паузы между переключениями транзисторов выходного каскада микросхемы. Это не совсем удобно – если частота в процессе эксплуатации изменяется, то время паузы следует учитывать для максимальной частоты, ведь как раз время пауз будет минимальным. Однако эта проблема решает довольно легко, если величину опорного напряжения 0,12 вольт увеличить, соответственно увеличчится длительность пауз. Это можно сделать собрав делитель напряжения на резисторах или использовать диод с малым падением напряжения на переходе.

Так же пила с генератора попадает на компаратор DA4, который сравнивает ее величину с напряжением, формируемым усилителями ошибки на DA1 и DA2. Если величина напряжения с усилителя ошибки располагается ниже амплитуды пилообразного напряжения, то управляющие импульсы проходят без изменения на формирователь, если же на выходах усилителей ошибки имеется какое напряжение и оно больше минимального значения и меньше максимального напряжения пилы, то при достижении пилообразного напряжения уровня напряжения с усилителя ошибки компаратор DA4 формирует уровень логической единицы и выключает управляющий импульс, идущий на DD1.

После DD1 стоит инвертор DD2, который формирует фронты для работающего по фронту D-триггера DD3. Триггер с свою очередь делит тактовый сигнал на два и поочередно разрешает работу элементов И. Суть работы элементов И заключается в том, что на выходе элемента появляется логическая единица лишь в том случае, когда на его одном входе будет логическая единица И на остальных входах тоже будет присутствовать логическая единица. Вторые выводы этих логических элементов И соединены между собой и выведены на тринадцатый вывод, который может использоваться для внешнего разрешения работы микросхемы.
После DD4, DD5 стоит пара элементов ИЛИ-НЕ. Это уже знакомый элемент ИЛИ, только выходное напряжение у него инвертировано, т.е. НЕ соответствует истине. Другими словами, если хоть на одном из входов элемента будет присутствовать логическая единица, то на его выходе будет НЕ единица, т.е. ноль. А для того, чтобы на выходе элемента появилась логическая единица на обоих его входах должен присутствовать логический ноль.
Вторые входа элементов DD6 и DD7 соединены и подключены непосредственно на выход DD1, что блокирует элементы пока на выходе DD1 присутствует логическая единица.
С выходов DD6 и DD7 управляющие импульсы попадают на базы транзисторов выходного каскада ШИМ контроллера. Причем сама микросхема использует только базы, а коллекторы и эмиттеры выведены за приделы микросхемы и могут использоваться пользователем по своему усмотрению. Например соединив эмиттеры с общим проводом и подключив к коллекторам обмотки согласующего трансформатора мы можем непосредственно микросхемой управлять силовыми транзисторами.
Если же коллекторы транзисторов выходного каскада соединить с напряжением питания, а эмиттеры нагрузить резисторами, то получаем управляющие импульсы для непосредственного управления затворами силовых транзисторов, разумеется не очень мощных – ток коллектора транзисторов выходного каскада не должен превышать 250 мА.
Так же мы можем использовать TL494 для управления однотактными преобразователями, соединив коллекторы и эмиттеры транзисторов между собой. По этой схемотехнике можно строить и импульсные стабилизаторы – фиксированное время пауз не даст намагнитится индуктивности, а можно использовать и как многоканальный стабилизатор.
Теперь несколько слов схеме включения и об обвязке ШИМ контроллера TL494. Для большей наглядности возьмем несколько схем из интернета и попробуем в них разобраться.

СХЕМЫ АВТОМОБИЛЬНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ
С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ TL494

Для начала разберем автомобильные преобразователи. Схемы взяты КАК ЕСТЬ, поэтому я позволю кроме пояснений подчеркнуть некоторые нюансы, которые я бы сделал по другому.
Итак, схема номер 1 . Автомобильный преобразователь напряжения, имеющий стабилизированное выходное напряжение, причем стабилизация осуществляется косвенным образом – контролируется не выходное напряжение преобразователя, а напряжение на дополнительной обмотке. Разумеется, что выходные напряжения трансформатора взяимосвязаны, поэтому увеличение нагрузки на одной из обмоток вызывает провал напряжение не только на ней, но и на всех обмотках, которые намотаны на этом же сердечнике. Напряжение на дополнительной обмотке выпрямляется диодным мостом, проходит аттенюатор на резисторе R20, сглаживается конденсатором С5 и через резистор R21 попадает на первую ногу микросхемы. Вспоминаем структурную схему и видим, что первый вывод у нас есть не инвертирующий вход усилителя ошибки. Второй вывод – инвертирующий вход, через который с выход усилителя ошибки (вывод 3) заведена отрицательная обратная связь через резистор R2. Обычно параллельно этому резистору ставят конденсатор на 10…47 нано фарад – это несколько замедляет скорость реакции усилителя ошибки, но в тоже время значительно увеличивает стабильность его работы и полностью исключает эффект перерегулирования.

Перерегулирование – слишком сильная реакция контроллера на изменение нагрузки и вероятность возникновения колебательного процесса. К этому эффекту мы вернемся, когда полностью разберемся со всеми процессами в данной схеме, поэтому возвращаемся к выводу 2, на который подано смещение с вывода 14, который является выходом внутреннего стабилизатора на 5 вольт. Сделано это для более корректной работы усилителя ошибки – у усилителя однополярное напряжение питания и работать с напряжениями близкими по значению к нулю ему довольно сложно. Поэтому в таких случаях формируются дополнительные напряжения, чтобы загнать усилитель в рабочие режимы.
Кроме всего прочего стабилизированное напряжение 5 вольт используется для формирования «мягкого» старта – через конденсатор С1 оно подается на 4 вывод микросхемы. Напоминаю – от величины напряжения на этом выводе зависит время пауз между управляющими импульсами. Из этого не сложно сделать вывод, что пока конденсатор С1 будет разряжен время пауз будет настолько большим, что превысит длительность самих импульсов управления. Однако по мере зарядки конденсатора напряжение на четвертом выводе начнет уменьшаться уменьшая и время пауз. Длительность управляющих импульсов начнет увеличиваться пока не достигнет своего значения в 5 %. Данное схемотехническое решение позволяет ограничить ток через силовые транзисторы на время заряда конденсаторов вторичного питания и исключает перегрузку силового каскада, поскольку действующее значение выходного напряжения увеличивается постепенно.
Восьмой и одиннадцатый вывода микросхемы подключены к напряжению питания, следовательно выходной каскад работает в качестве эмиттерного повторителя, а так оно и есть – девятый и десятый выводы через токоограничивающие резисторы R6 и R7 подключены к резисторам R8 и R9, а так же к базам VT1 и VT2. Таким образом выходной каскад контроллера усилен – открытие силовых транзисторов осуществляется через резисторы R6 и R7, последовательно которым подключены диоды VD2 и VD3, а вот закрытие, на которое нужно гораздо больше энергии, происходит при помощи VT1 и VT2, включенных как эмиттерные повторители, но обеспечивающие большие ток именно при формировании на затворах нулевого напряжения.
Далее у нас по 4 силовых транзистора в плече, включенных параллельно, для получения большего тока. Откровенно говоря вызывает некоторое смущении использование именно этих транзисторов. Вероятней всего у автора данной схемы они попросту были в наличии и он решил их пристроить. Дело в том, что у IRF540 максимальный ток равен 23 амперам, энергия, запасенная в затворах равна 65 нано Кулонам, а наиболее популярные транзисторы IRFZ44 имеют максимальный ток в 49 ампер, при этом энергия затвора составляет 63 нано Кулона. Другими словами используя две пары IRFZ44 мы получаем небольшой прирост максимального тока и двухкратное снижения нагрузки на выходной каскад микросхемы, что лишь увеличивает надежность данной конструкции с точки зрения параметров. Да и формулу «Меньше деталей – больше надежность» ни кто не отменял.

Разумеется, что силовые транзисторы должны быть из одной партии, поскольку в этом случае разброс параметров между включенными в параллель транзисторами снижается. В идеале конечно же лучше подобрать транзисторы по коэффициенту усиления, но такая возможность случается не всегда, а вот приобрести транзисторы одной партии должно получится в любом случае.

Параллельно силовым транзисторам стоят последовательно соединенные резисторы R18, R22 и конденсаторы C3, C12. Это снаберы, которые призваны подавлять импульсы самоиндукции, которые неизбежно возникают при подаче на индуктивную нагрузку прямоугольных импульсов. Кроме этого дело усугубляется широтно-импульсной модуляцией. Тут стоит остановится подробней.
Пока силовой транзистор открыт через обмотку протекает ток, причем ток все время увеличивается и вызывает рост магнитного поля энергия которого передается во вторичную обмотку. Но как только транзистор закрывается ток через обмотку протекать перестает и магнитное поле начинает сворачиваться вызывая появление напряжение обратной полярности. Складываясь с уже имеющимся напряжением появляется короткий импульс, амплитуда которого может превышать приложенное первоначально напряжение. Это вызывает выброс тока вызывает повторную смену полярности наводимого самоиндукцией напряжения и теперь самоиндукция сокращает величину имеющегося напряжения и как только ток станет меньше снова происходит смена полярности импульса самоиндукции. Этот процесс носит затухающий характер, однако величины токов и напряжений самоиндукции прямопропорциональны габаритной мощности силового трансформатора.

В результате этих качелей в момент закрытия силового ключа на обмотке трансформатора наблюдаются ударные процессы и для их подавления как раз и используются снаберы – сопротивление резистора и емкость конденсатора подбираются таким образом, чтобы на зарядку конденсатора требовалось ровно столько времени, сколько требуется на смену полярности импульса самоиндукции трансформатора.
Зачем нужно бороться с этими импульсами? Все очень просто – в современных силовых транзисторах установлены диоды, причем напряжение падения у них значительно больше сопротивления открытого полевика и именно диодам приходится не сладко, когда они через себя начинаю гасить на шины питания выбросы самоиндукции и в основном корпуса силовых транзисторов греются не потому, что греются кристаллы переходов именно транзисторов, это греются внутренние диоды. Если же убрать диоды, то обратное напряжение буквально при первом же импульсе убьет силовой транзистор.
Если преобразователь не оснащен ШИМ стабилизацией, то время самоиндукционной болтанки сравнительно не велико – вскоре открывается силовой транзистор второго плеча и самоиндукция душится малым сопротивлением открытого транзистора.

Однако если же преобразователь имеет ШИМ контроль выходного напряжения, то паузы между открытием силовых транзисторов становятся довольно длинными и естественно время самоиндукционной болтанки значительно увеличивается, увеличивая нагрев диодов внутри транзисторов. Именно по этой причине при создании стабилизированных источников питания не рекомендуют закладывать запас выходного напряжения более 25 % - время пауз становится слишком длинным и это вызывает необоснованное повышение температуры выходного каскада даже при наличии снаберов.
По этой же причине подавляющее большинство заводских автомобильных усилителей мощности не имеют стабилизации даже если в качестве контроллера используется TL494 – экономят на площади теплоотводов преобразователя напряжения.
Ну теперь, когда основные узлы рассмотрены разберемся как работает ШИМ стабилизация. У нас на выходе заявлено двуполярное напряжение ±60 вольт. Из сказанного ранее становится понятно, что вторичная обмотка трансформатора должна быть рассчитана на выдачу 60 вольт плюс 25% процентов, т.е. 60 плюс 15 равно 75 вольта. Однако для получения действующего значения в 60 вольт длительность одной полуволны, точнее одного периода преобразования должен быть короче на 25% от номинального значения. Не забываем, что в любом случае вмешается еще время пауз между переключениями, следовательно вносимые формирователем пауз 5% отсекутся автоматически и наш управляющий импульс нужно уменьшить на оставшиеся 20%.
Эта пауза между периодами преобразования будет компенсироваться за счет накопленной в дросселе фильтра вторичного питания магнитной энергии и накопленного заряда в конденсаторах. Правда ставить перед дросселем электролиты я бы не стал, впрочем как и любые другие конденсаторы – кондеры лучше ставить после дросселя и кроме электролитов конечно же установить пленочные – они лучше подавляют как раз импульсные броски и помехи.
Стабилизация выходного напряжения осуществляется следующим образом. Пока нагрузки нет или она очень мала энергия с конденсаторов С8-С11 почти не расходуется и для ее восстановления требуется не много энергии и амплитуда выходного напряжения с вторичной обмотки будет достаточно большой. Соответственно и амплитуда выходного напряжения с дополнительной обмотки будет большой. Это вызовет увеличение напряжения на первом выводе контроллера, что в свою очередь повлечет увеличение выходного напряжения усилителя ошибки и длительность управляющих импульсов сократится до такой величины, при которой наступит баланс между потребляемой мощностью и отдаваемой в силовой трансформатор.
Как только потребление начинает увеличиваться происходит понижение напряжения на дополнительной обмотке и естественно уменьшается напряжение на выходе усилителя ошибки. Это вызывает увеличение длительности управляющих импульсов и увеличение отдаваемой в трансформатор энергии. Длительность импульса увеличивается до тех пор, пока снова не наступит баланс потребляемой и отдаваемой энергий. Если же нагрузка уменьшается, то снова происходит разбалансировка и контроллер вынужден будет теперь сократить длительность управляющих импульсов.

При неправильно выбранных номиналах обратной связи может возникнуть эффект перерегулирования. Это касается не только TL494, а так же всех стабилизаторов напряжения. В случае с TL494 эффект перерегулирования обычно возникает в случаях отсутствия замедляющих реакцию обратной связи цепочек. Разумеется, что замедлять реакцию слишком сильно не следует – может пострадать коэффициент стабилизации, однако и слишком быстрая реакция идет не на пользу. А проявляется это следующим образом. Допустим у нас увеличилась нагрузка, напряжение начинает проваливаться, ШИМ контроллер пытается восстановить баланс, но делает это слишком быстро и увеличивает длительность управляющих импульсов не пропорционально, а гораздо сильнее. В этом случае действующее значение напряжения резко увеличивается. Разумеется теперь контроллер видит, что напряжение выше напряжения стабилизации и резко сокращает длительность импульсов, пытаясь сбалансировать выходное напряжение и опорное. Однако длительность импульсов стала короче, чем должна быть и выходное напряжение становится гораздо меньше необходимого. Контроллер снова увеличивает длительность импульсов, но опять перестарался – напряжение получилось больше необходимого и ему ни чего не остается делать, как снижать длительность импульсов.
Таким образом на выходе преобразователя формируется не стабилизированное напряжение а колеблющееся на 20-40% от установленного, причем как в сторону превышения, так и в сторону занижения. Разумеется, что такое питание вряд ли понравится потребителям, поэтому после сборки любого преобразователя следует его проверить на скорость реакции на шунтах, дабы не расстаться с только что собранной поделкой.
Судя по предохранителю преобразователь довольно мощный, однако в таком случае емкостей С7 и С8 явно маловато, их следует добавить хотя бы еще по три штуки каждого. Диод VD1 служит для защиты от переполюсовки и если таковая случится, то он вряд ли останется в живых – пережечь предохранитель на 30-40 ампер не так-то просто.
Ну и под занавес остается добавить то, что данный преобразователь не снабжен системой стенбая, т.е. при подключении к напряжению питания он сразу запускается и остановить его можно только отключив питание. Это не очень удобно – потребуется довольно мощный переключатель.

Автомобильный преобразователь напряжения номер 2 , так же имеет стабилизированное выходное напряжение, о чем свидетельствует наличие оптрона, светодиод которого подключен к выходному напряжению. Причем подключен через TL431, что значительно увеличивает точность поддержания выходного напряжения. Фототранзистор оптрона подключен также к стабилизированному напряжению второй микрухой TL431. Суть данного стабилизатора лично от меня ускользнула – в микросхеме есть стабилизированные пять вольт и ставить дополнительный стабилизатор как бы смысла не имеет. Эмиттер фототранзистора идет на не инвертирующий вход усилителя ошибки (вывод 1). Усилитель ошибки охвачен отрицательной обратной связью, причем для замедления ее реакции введены резистор R10 конденсатор С2.

Второй усилитель ошибки используется для принудительной остановки преобразователя в не штанной ситуации – при наличии на шестнадцатом выводе напряжения большего по величине, чем формирует делитель R13 и R16, а это примерно два с половиной вольта контроллер начнет сокращать длительность импульсов управления вплоть до их полного исчезновения.
Мягкий старт организован точно так же, как и в предыдущей схеме – через формирование времени пауз, правда емкость конденсатора С3 несколько маловата – я бы туда поставил на 4,7…10 мкФ.
Выходной каскад микросхемы работает в режиме эмиттерного повторителя, для усиления тока используется полноценный дополнительный эмиттерный повторитель на транзисторах VT1-VT4, который в свою очередь нагружен на затворы силовых полевиков, правда номиналы R22-R25 я бы снизил до 22…33 Ом. Дальше снаберы и силовой трансформатор, после которого диодный мост и сглаживающий фильтр. Фильтр в этой схеме выполнен более корректно – он на одном сердечнике и содержит одинаковое количество витков. Такое включение обеспечивает максимально возможную фильтрацию, поскольку встречные магнитные поля компенсируют друг друга.
Режим стенбай организован на транзисторе VT9 и реле К1, контакты которого подают питание только на контроллер. Силовая же часть подключена к напряжению питания постоянно и пока с контроллера по появятся управляющие импульсы транзисторы VT5-VT8 будут закрытыми.
О том, что на контроллер подано напряжение питания свидетельствует светодиод HL1.

Следующая схема… Следующая схема это… Это третий вариант автомобильного преобразователя напряжения , но давайте по порядку…

Начнем с основных отличий от традиционных вариантов, а именно использования в автомобильном преобразователе полумостового драйвера. Ну с этим еще можно как то смириться – внутри микросхемы находятся 4 транзистора с хорошей скоростью открытия-закрытия, да еще и двухамперных. Произведя соответствующее подключение ее можно загнать в режим работы Пуш-пулла, однако микросхема не производит инверсию выходного сигнала, а на ее входы управляющие импульсы подаются с коллекторов контроллера, следовательно как только контроллер выдаст паузу между управляющими импульсами на коллекторах выходного каскада ТЛки появятся уровни соответствующие логической единицы, т.е. близкие к напряжению питания. Пройдя Ирку импульсы будут поданы на затворы силовых транзситоров, которые будут благополучно открыты. Оба… Одновременно. Я конечно понимаю, что ушатать транзисторы FB180SA10 с первого раза может и не получится – все таки 180 ампер придется развить, а при таких токах обычно уже дорожки начинают отгорать, но все ж это как то слишком жестко. Да и стоимость этих самых транзисторов больше тысячи за один.
Следующим загадочным моментом является использование трансформатора тока, включенного в шину первичного питания, по которой протекает постоянный ток. Понятно, что в этом трансформаторе будет все таки что то наводится за счет изменения тока в момент переключения, но все ж это как то не совсем правильно. Не, защита от перегрузки работать будет, но насколько корректно? Ведь и выход трансформатора тока тоже спроектирован, мягко говоря уж слишком оригинально – при увеличении тока на 15 выводе, который является инвертирующим входом усилителя ошибки будет уменьшаться напряжение, которое формирует резистор R18 совместно с делителем на R20. Разумеется, что уменьшение напряжения на этом выходе вызовет увеличение напряжения с усилителя ошибки, что в свою очередь укоротит управляющие импульсы. Однако R18 подключен непосредственно к шине первичного питания и весь происходящий бардак на этой шине будет непосредственно сказываться на работе защиты от перегрузки.
Регулировка стабилизации выходного напряжения выполнена… Ну в принципе так же, как и работа силовой части… После запуска преобразователя, как только выходное напряжение достигает значения при котором начинает светится светодиод оптрона U1.2 транзистор оптрона U1.1 открывается. Его открытие вызывает уменьшение созданного делителем на R10 и R11 напряжения. Это в свою очередь вызывает снижение выходного напряжения усилителя ошибки, поскольку это напряжение подключено к не инвертирующему входу усилителя. Ну а раз на выходе усилителя ошибки напряжение снижается то контроллер начинает увеличивать длительность импульсов, тем самым увеличивая яркость свечения светодиода оптрона, который еще сильнее открывает фототранзистор и еще сильнее увеличивает длительность импульсов. Это происходит до тех пор, пока напряжение на выходе не достигнет максимально возможной величины.
В общем схема настолько оригинальна, что отдать ее на повторение можно только врагу и за этот грех Вам обеспечены вечные муки в Аду. Я не знаю кто виноват… Лично у меня сложилось впечатление, что это чья то курсовая работа, а может и дипломная, но в это верить не хочется, ведь если она была опубликована, то значит была защищена, а это говорит о том, что квалификация преподавательского состава гораздо в худшем состоянии, чем я думал…

Четвертый вариант автомобильного преобразователя напряжения .
Не скажу, что идеальный вариант, тем не менее в свое время к разработке данной схемы приложил руку. Тут сразу небольшая порция успокоительного – пятнадцать и шестнадцать выводы соединены вместе и подключены на общий провод, хотя по логике следовало бы пятнадцатый вывод соединить с четырнадцатым. Тем не менее заземление входов второго усилителя ошибки на работоспособности ни как не отразилось. Поэтому куда подключать пятнадцатый вывод уже оставлю на Ваше усмотрение.

Выход внутреннего стабилизатора на пять вольт в данной схеме используется весьма интенсивно. Из пяти вольт формируется опорное напряжение, с которым будет сравниваться выходное напряжение. Делается это при помощи резисторов R8 и R2. Для уменьшения пульсаций опорного напряжения параллельно R2 подключен конденсатор С1. Поскольку резисторы R8 и R2 одинаковые, то величина опорного напряжения составляет два с половиной вольта.
Так же пять вольт используются для мягкого старта – конденсатор С6 в момент включения краткосрочно формирует пять вольт на четвертом выводе контроллера, т.е. пока он заряжается время принудительных пауз между управляющими импульсами будет изменяться от максимального до номинального значения.
Эти же пять вольт подключены к коллектору фототранзистора оптрона DA, а его эмиттер, через небольшой делитель на R5 и R4 подключен к не инвертирующему входу первого усилителя ошибки – вывод 1. На вывод 2 заведена отрицательная обратная связь с выхода усилителя ошибки. Обратная связь имеет замедляющий реакцию контроллера конденсатор С2, емкость которого может располагаться в пределах от десяти нано фарад до шестидесяти восьми нано фарад.
Выходной каскад контроллера работает в режиме повторителя, а усиление по току производится транзисторным драйверным каскадом на VT3-VT6. Разумеется, что мощности драйверного каскада хватит на управление не одно парой силовых транзисторов, собственно на это и делалась ставка – первоначально плата с контроллером выполнялась отдельно от силовой части, но в итоге это оказалось не совсем удобно. Поэтому печатные проводники были перенесены на основную плату, а трансформаторов, ну и конечно же силовых транзисторов уже варьировалось методом удлинения платы.
Силовой трансформатор к транзисторам подключен через трансформатор тока, который отвечает за работоспособность защиты от перегрузки. Снаберы в данном варианте не ставились – использовались серьезные радиаторы.
Как только на клемме УПР появляется напряжение, разрешающее работу преобразователя открывается транзистор VT2, который в свою очередь загоняет в насыщение VT1. На эмиттере VT1 находится напряжение с интегрального стабилизатора на 15, который безприпятственно пропускает напряжение питания подаваемое с диода VD5, ведь оно меньше напряжения стабилизации. На этот диод, через резистор R28 подается основное напряжение питания двенадцать вольт. Открывшись VT1 подает питание на контроллер и транзисторы драйвера и происходит запуск преобразователя. Как только на силовом трансформаторе появляются импульсы напряжение на его обмотка достигает удвоенного значения основного питания и оно, проходя диоды VD4 и VD6, подается на вход стабилизатора на 15 вольт. Таким образом после запуска преобразователя питание контроллера осуществляется уже стабилизированным питанием. Данное схемотехническое решение позволяет сохранять устойчивую работу преобразователя даже при питании шесть – семь вольт.
Стабилизация выходного напряжения осуществляется методом контроля свечения светодиода оптрона DA, светодиод которого подключен к нему через резистивный делитель. Причем контролируется только одно плечо выходного напряжения. Стабилизация второго плеча осуществляется через магнитную связь, которая возникает в сердечнике индуктивности L2 и L3, поскольку данный фильтр выполнен на одном сердечнике. Как только увеличивается нагрузка на положительном плече выходного напряжения сердечник начинает намагничиваться и в результате отрицательному напряжению с диодного моста труднее попадать на выход преобразователя, отрицательное напряжение начинает проваливаться, а на это у же реагирует светодиод оптрона, заставляя контроллер увеличить длительность управляющих импульсов. Другими словами дроссель кроме фильтрующих функций выполнять роль дросселя групповой стабилизации и работает точно так же, как он это делает в компьютерных блоках питания, стабилизируя сразу несколько выходных напряжений.
Защита от перегрузки несколько грубоватая, тем не менее вполне работоспособная. Порог защиты регулируется резистором R26. Как только ток через силовые транзисторы достигает критического значения напряжение с трансформатора тока открывает тиристор VS1, а он шунтирует на землю управляющее напряжение с клеммы УПР, тем самым снимая напряжение питания с контроллера. Кроме этого через резистор R19 происходит ускоренная разрядка конденсатора С7, емкость которого все таки лучше снизить до 100 мкФ.
Для сброса сработанной защиты необходимо снять, а затем снова подать напряжение на клемму УПР.
Еще одной особенностью данного преобразователя является использование конденсаторно-резистивного формирователя напряжения в затворах силовых транзисторов. Устанавливая эти цепочки удалось добиться на затворах отрицательного напряжения, которое призвано ускорить закрытие силовых транзисторов. Однако данный способ закрытия транзисторов не повлек ни роста КПД, ни снижения температуры, даже с использованием снаберов и от нее отказались – меньше деталей – больше надежность.

Ну и последний, пятый автомобильный преобразователь . Данная схема является логическим продолжением предыдущей, но оснащена дополнительными функциями, улучшающими ее потребительские свойства. Управляющее напряжение REM подается через восстанавливаемый термопредохранитель KSD301 на 85 градусов, который установлен на радиатор преобразователя. В идеале радиатор должен быть один и на усилитель мощности и на преобразователь напряжения.

Если контакты термопредохранителя замкнуты, т.е. температура меньше восьмидесяти пяти градусов, то управляющее напряжение с клеммы REM открывает транзистор VT14, тот в свою очередь открывает VT13 и на вход пятнадцати вольтовой КРЕНки попадает двенадцать вольт от основного источника питания. Поскольку входное напряжение ниже напряжения стабилизации КРЕНки на ее выходе оно появится почти без изменений – лишь падение на регулирующем транзисторе внесет небольшое падение. С КРЕНки питание подается на сам контроллер и транзисторы драйверного каскада VT4-VT7. Как только внутренний пяти вольтовый стабилизатор выдаст напряжение начнет заряжаться конденсатор С6 уменьшая длительность пауз между управляющими импульсами. Управляющие импульсы начнут открывать силовые транзисторы на вторичных обмотках трансформатора появятся и начнут увеличивать действующее значение вторичные напряжения. С первой вторичной обмотки напряжение величиной 24 вольта через выпрямитель со средней точкой попадет на плюсовой вывод конденсатора С18 и поскольку его напряжение больше, чем основное двенадцативольтовое диод VD13 закроется и теперь контроллер будет питаться от собственно вторичной обмотки. Кроме этого двадцать четыре вольта больше, чем пятнадцать, следовательно в работу включится пятнадцати вольтовый стабилизатор и теперь контроллер будет питаться стабилизированным напряжением.
По мере роста управляющих импульсов действующее значение напряжения будет увеличиваться и на второй вторичной обмотке и как только оно достигнет значения при котором начнет светиться светодиод оптрона DA фототранзистор начнет открываться и система начнет обретать устойчивое состояние – длительность импульсов перестанет увеличиваться, поскольку эмиттер фототранзистора подключен в не инвертирующему выводу усилителя ошибки контроллера. При увеличении нагрузки выходное напряжение начнет проседать, естественно яркость светодиода начнет уменьшаться, уменьшится и напряжение на первом выводе контроллера и контроллер увеличит длительность импульса ровно на столько, чтобы снова восстановить яркость свечения светодиода.
Контроль выходного напряжения осуществляется по отрицательному плечу, а реакция на изменения потребления в положительном плече осуществляется за счет дросселя групповой стабилизации L1. Для ускорения реакции контролируемого напряжения отрицательное плечо дополнительно нагружено резистором R38. Тут сразу следует оговориться – не нужно на вторичное питания навешивать слишком большие элеткролиты – на больших частотах преобразования от них не много толка, а вот на общий коэффициент стабилизации они могут оказать существенное влияние – чтобы напряжение в положительном плече начало увеличиваться в случае увеличения нагрузки напряжение в отрицательном плече должно тоже уменьшится. Если же в отрицательном плече потребление не большое, а емкость конденсатора довольно большая С24, то разряжаться он будет довольно долго и контроле попротсу не успеет отследить, что на положительном плече напряжение провалилось.
Именно по этой причине настоятельно рекомендуется на самой плате преобразователя ставить не более 1000 мкФ в плечо и по 220…470 мкФ на платах усилителя мощности и не более.
Не хватку же мощности на пиках звукового сигнала придется компенсировать габаритной мощностью трансформатора.
Защита от перегрузки выполнена на трансформаторе тока, напряжение с которого выпрямляется диодами VD5 и VD6 и попадает на регулятор чувствительности R26. Далее проходя диод VD4, который является некоторым ограничителем амплитуды, напряжение попадает на базу транзистора VT8. Коллектор этого транзистора подключен к входу триггера Шмидта, собранного на VT2-VT3 и как только транзистор VT8 откроется он закроет VT3. Напряжение на коллекторе VT3 увеличится и откроется VT2, открывая VT1.
И триггер и VT1 запитаны от пяти вольтового стабилизатора контроллера и при открытии VT1 пять вольт попадает на шестнадцатый вывод контроллера, резко сокращая длительность импульсов управления. Так же пять вольт через диод VD3 попадает на вывод четыре, увеличивая время принудительных пауз до максимально возможного значения, т.е. управляющие импульсы сокращаются сразу двумя способами – через усилитель ошибки, который не имеет отрицательной обратной связи и работает как компаратор сокращая длительность импульсов практически мгновенно, и через формирователь длительности пауз, который теперь через разряженный конденсатор начнет увеличивать длительность импульсов постепенно и если нагрузка по прежнему слишком большая снова сработает защита как только откроется VT8. Однако у триггера на VT2-VT3 есть еще одна задача – он следит за величиной основного первичного напряжения 12 вольт и как только оно станет меньше 9-10 вольт подаваемого на базу VT3 через резисторы R21 и R22 смещения будет не достаточно и VT3 закроется, открывая VT2 и VT1. Контроллер остановится и вторичное питание пропадет.
Данный модуль оставляет шанс на заводку автомобиля, если вдруг его владелец решит послушать музыку на не заведенной машине, а так же предохраняет усилитель мощности от резких провалов напряжения в момент запуска стартера автомобиля – преобразователь просто пережидает момент критического потребления оберегая и усилитель мощности и собственные силовые ключи.
Чертеж печатной платы данного преобразователя , причем там два варианта – одно и двух трансформаторные.
Зачем два трансформатора?
Для получения большей мощности. Дело в том, что габаритная мощность трансформатора в автомобильных преобразователях ограничена напряжением питания двенадцать вольт, которое требует определенного количества витков на трансформаторе. На кольце должно быть не менее четырех витков в первичной полуобмотке, для ш-образного феррита количество витков можно снизить до трех.

Это ограничение связанно прежде всего с тем, что при меньшем количестве витков магнитное поле уже становится не однородным и возникают слишком большие его потери. Отсюда так же вытекает не возможность увести частоту преобразования на более высокие частоты – придется сокращать количество витков, а это не допустимо.
Вот и получается, что габаритная мощность ограничена количеством витков первичной обмотки и не большим частотным диапазоном преобразования – ниже 20 кГц спускаться нельзя – помехи от преобразователя не должны находиться в звуковом диапазоне, поскольку они приложат все усилия, чтобы их стало слышно в динамиках.
Выше 40 кГц тоже не поднимешься – количество витков первичной обмотки становится слишком маленьким.
Если же хочется получить мощности побольше, то остается единственное решение – увеличивать количество трансформаторов и два это далеко не максимум от возможного.
Но тут встает ребром другой вопрос – как следить за всеми трансформаторами? Городить слишком серьезный дроссель групповой стабилизации или вводить энное количество оптронов не хочется. Поэтому единственным способом контроля остается последовательное соединение вторичных обмоток. В этом случае исключается и перекосы в потреблении и контролировать выходное напряжение значительно легче, однако к сборке и фазировке трансформаторов придется уделить максимальное внимание.
Теперь немного об отличиях принципиальной схемы и платы. Дело в том, что на данной принципиалке обозначены лишь самые основные моменты схемы, на печатной же элементы расставлены согласно реальности. Например на принципиалке нет пленочных конденсаторов по питанию, а на плате они есть. Разумеется посадочные отверстия под них сделаны согласно размерам тех конденсаторов, которые были в наличии на момент разработки. Разумеется, что в случае отсутствия емкости на 2,2 мкФ можно использовать на 1 мкФ, но не ниже 0,47 мкФ.
По питанию на схеме так же установлены электролиты на 4700 мкФ, однако на плате вместо них стоит целый набор кондеров на 2200 мкФ на 25 вольт, причем конденсаторы должны быть с малым ESR, это те самые, которые позиционируются продавцами как «для материнских плат». Они обычно маркированы либо серебристой, либо золотистой краской. Если будет возможность приобрести на 3300 мкФ на 25 вольт, то это будет даже лучше, но в наших краях такие попадаются довольно редко.
Несколько слов о якобы джамперах – это такие перемычки, которые соединяют дорожки сами с собой. Сделано это не просто так – толщина меди на плате ограничена, а протекающие по проводникам тока довольно большие и чтобы компенсировать потери в проводнике дорожку нужно либо буквально пролить припоем, а это по нынешним временам дороговато, либо продублировать токоведущими проводниками, тем самым увеличив суммарное сечение проводника. Данные джампера выполняются из медного одножильного провода сечением не менее два с половиной квадрата, в идеале конечно же потолше – квадрата четыре или шесть.
Диодный мост вторичного питания. На схеме указаны диоды в корпусе ТО-247, плата подготовлена под использования диодов в корпусе ТО-220. Тип диодов напрямую зависит от планируемого тока в нагрузке, ну и конечно же диоды лучше выбирать более быстрые – будет меньше саморазогрев.
Теперь несколько слов о моточных деталях.
Самым подозрительным в схеме является трансформатор тока – толстючими проводами первичной обмотки кажется будет трудно намотать пол витка, да еще в разные направления. На самом деле это самый простой компонент из моточных деталей. Для изготовления трансформатора тока используется телевизионный фильт питания, если ВДРУГ такой найти не удалось, то можно использовать ЛЮБОЙ ш-образный ферритовый сердечник, например солгасующий трансформатор от компьютерного блока питания. Сердечник прогревается градусов до 110-120 в течении десяти – двадцати минут и затем ращелкивается. Обмотки удаляются, на каркасе мотается вторичная обмотка, состоящая из 80-120 витков проводом 0,1…0,2 мм, разумеется сложенным в двое. Затем начало одной обмотки соединяется с концом второй, провода фиксируются любым удобным для Вас способом и каркас с обмоткой надевается на половинку сердечника. Затем в одно окно прокладывается один жгут силвой первичной обмотки, во втрое – второй и одевается вторая половинка сердечника. Вот и все! Две обмотки по пол витка в первичке и 100 витков во вторичке. Почему число витков не указано точно? Число витков должно быть таким, чтобы на резисторе R27 при максимальных токах получилось три – пять вольт. Но я ведь не знаю какой ток Вы сочтете максимальным, какие транзисторы будет использовать. А величину напряжения на R27 всегда можно подкорректировать подбором номинала этого самого резистора. Главное, чтобы трансформатор тока был перегружен по вторичной обмотке, а для этого нужно не менее 60-70 витков во вторичке – в этом случае будет минимальный нагрев сердечника.

Дроссель L2 выполнялся на сердечнике силового трансформатора импульсного блока питания телевизоров подходящего размера. В принципе его можно намотать и на сердечнике от трансформатора от компьютерного блока питания, но придется организовать не магнитный зазор 0,5…0,7 мм. Для его создания достаточно бросить внутрь каркаса с вставленной половинкой сердечника НЕ ЗАМКНУТОЕ колечко из обмоточного провода соответствующего диаметра.
Намотка дросселя производится до заполнения, а вот каким проводом придется рассчитать. Лично я предпочитаю работать либо со жгутами, либо с лентой. Лента конечно же компактней, с ее помощью получается очень большая плотность намотки но на ее изготовление уходит уйма времени, ну и клей конечно же на дороге не валяется. Изготовить жгут гораздо легче – для этого достаточно выяснить примерную длину проводника, сложить провод в несколько раз, а затем при помощи дрели свить его в жгут.
Какого и сколько провода нужно использовать? Тут уже зависит от предъявляемым к конечному изделию требованиям. В данном случае речь идет об автомобильной технике, которая по определению имеет очень плохие условия охлаждения, следовательно саморазогрев нужно свести к минимуму, а для этого нужно вычислить сечение проводника при котором он будет греться не сильно, либо вообще не греться. Последнее конечно предпочтительней, но это вызывает увеличение габаритов, а машина это не Икарус, в котором уйма места. Поэтому будем исходить из минимального нагрева. Разумеется, что можно конечно поставить вентиляторы, чтобы они в принудиловку продували и усилитель и преобразователь, да вот только пыль от наших дорог больно быстро убивает вентиляторы, поэтому лучше танцевать от естественного охлаждения и возьмем за основу напряженность в три ампера на квадратный миллиметр сечения проводника. Это довольно популярная напряженность, которую рекомендуют закладывать в расчет при изготовлении традиционного трансформатора на ш-образном железе. Для импульсных устройств рекомендуют ложить пять-шесть ампер на квадратный миллиметр, однако это подразумевает хорошую конвекцию воздуха, а у нас корпус закрытый, поэтому все таки берем три ампера.
Убедил что лучше три? А теперь даем поправку на то, что нагрузка то у усилителя не постоянная, ведь чистую синусоиду, да еще приближенную к клипингу ни кто не слушает, поэтому нагрев будет происходить не постоянно, поскольку действующее значение мощности усилителя равно примерно 2/3 от максимальной. Следовательно напряженность можно увеличить на тридцать процентов без каких либо рисков, т.е. довести ее до четырех ампер на квадратный миллиметр.
Еще разик, для большего понимания цифр. Условия охлаждения гадкие, провод от больших токов начинает греться, если он сильно тонкий, а если он смотан ееще в катушку, то нагревает сам себя. Для решения проблемы закладываем напряженность в два с половиной – три ампера на квадратный миллиметр сечения провода если нагрузка постоянная, если будем питать усилитель мощности, то напряженность увеличиваем до четырех – четырх с половиной ампер на квадратный миллиметр сечении проводника.
Теперь запускаем Эксель, надеюсь у всех есть такой калькулятор, и в верхней строке пишем по порядку: «Напряженность», затем «Диаметр провода», далее «Количество проводов», потом «Максимальный ток» и в последней ячейке «Мощность». Переходим в начало следующей строки и пишем пока цифру три, пусть пока будет три ампера на квадратный миллиметр. В следующей ячейке пишем цифру один, пусть пока будет провод диаметром один миллиметр. В следующей ячейке пишем десять, это будет количество проводов в жгуте.
А вот дальше уже ячейки в которых будут формулы. Для начала вычисляем сечение. Для этого диаметр делим на 2 – нам нужен радиус. Затем радиус умножаем на радиус, на всякий случай, чтобы наш калькулятор не затупил берем вычисление радиусов в скобки и все это умножаем на число пи. В результате получаем пи эр квадрат, т.е. площадь круга, которая и является сечением проводника. Затем, не выходя из редактирования ячейки умножаем получившийся результат на наш диаметр провода и умножаем на количество проводов. Нажимаем ЭНТЕР и видим цифру с кучей знаков после запятой. Такая большая точность не нужна поэтому округляем наш результат до одного знака после запятой, причем в большую сторону, чтобы был небольшой технологический запас. Для этого заходим в редактирование ячейки, выделяем нашу формулу и нажимаем КОНТРЛ ИКС – вырезать, затем нажимаем кнопку ФОРМУЛА и в строке МАТЕМАТИЧЕСКИЕ ДЕЙСТВИЯ выбираем ОКРУГЛИТЬ ВВЕРХ. Появляется диалоговое окно с вопросом что округлить и до скольки знаков. Ставим курсор в верхнее окошко и КОНТРЛ ВЭ вставляем вырезанную ранее формулу, а в нижнем окошке ставим единицу, т.е. округляем до одного знака и нажимаем ОК. Теперь в ячейке число с одной цифрой после запятой.
Осталось вставить формулу в последнюю ячейку, ну тут все просто – закон Ома. Мы имеем максимальный ток, который можем пользовать, а бортовое напряжение пусть будет двенадцать вольт, хотя на заведенном авто оно порядка тринадцати с хвостиком, но это не учитывается падение в соединительных проводах. Перемножаем получившийся ток на 12 и получаем максимальную расчетную мощность которая вызовет не сильный нагрев проводника, точнее жгута состоящего из десяти проводов диаметром один миллиметр.
На вопросы «А у меня нет такой кнопки, нет строки редактирования» я отвечать не буду уже снято и выложено более подроное описание использование Excel в расчетах блоков питания:

Возвращаемся к нашей поделке. С диаметрами проводов в жгуте и их количеством разобрались. Эти же расчеты можно использовать и при выяснении необходимого жгута в обмотках трансформатора, но напряженность можно увеличить до пяти - шести ампер на квадратный миллиметр – одна полуобмотка работает пятьдесят процентов времени, поэтому будет успевать охлаждаться. Можно напряженность в обмотке увеличить и до семи – восьми ампер, но тут уже начнет сказываться падение напряжения на активном сопротивлении жгута, а у нас вроде еще есть желание получить не плохой КПД, поэтому лучше не надо.
Если силовых транзисторов несколько, то необходимо сразу учесть, что количество проводов в жгуте должно быть кратно количеству транзисторов – жгут придется делить на количество силовиков и очень желательно равномерное распределение протекающих токов по обмотке.
Ну с расчетами вроде разобрались, можно приступать к намотке. Если это отечественное кольцо, то его необходимо подготовить, а именно сточить острые углы, чтобы не повредить изоляцию обмоточного провода. Затем кольцо изолируется тонким изолятором – использовать для этих целей изоленту не желательно. Виниловая потечет от температуры, а матерчатая имеет слишком большую толщину. В идеале – фторопластовая лента, но ее в продаже уже встретишь не часто. Термосктч – материал не плохой, но мотать им не совсем удобно, хотя если приловчится, то результат будет весьма не плохой. Одно время использовал автомобильный антигравий – кисточкой просто покрасил, дал высохнуть, еще раз покрасил и так три слоя. Механические свойства не плохие, а не большое пробивное напряжения данной изоляции не скажется на работе – в нашем случае все напряжение не большие. Сначала мотается вторичная обмотка, поскольку она более тонкая и витков в ней больше. Затем мотается первичная обмотка. Обе обмотки наматывают сразу в двое сложенными жгутами – так очень трудно ошибиться с количеством витков, которое должно быть одинаковым. Жгуты вызваниваются и соединяются в необходимой последовательности.

Если звонить лень, или мало времени, то до намотки жгуты можно окрасить в разные цвета. Покупается по паре перманентных маркера разных цветов, содержимое их контейнеров для краски буквально вымывается растворителем и затем этой краской покрываются жгуты сразу после свивки. Краска держится не очень крепко, но даже обтершись с наружних проводов жгута ее все равно видно внутри жгута краску.
Закрепить моточные детали на плате можно довольно многим способами, а это нужно сделать не только с моточными деталями – высокие электролиты от постоянной тряски тоже могут расстаться со своими ногами. Поэтому все это приклеевается. Можно воспользоваться полиуритановым клеем, можно автомобильным греметиков, а можно все тем же антигравием. Прелесть последнего заключатся в том, что при необходимости что то демонтировать его можно расквасить – положить на него обильно намоченную растворителем 647 тряпку, сунуть это все в целлофановый пакет и выждать часов пять – шесть. Антигравий от паров растворителя размягчается и сравнительно легко удаляется.
На этом по автомобильным преобразователям все, переходим к сетевым.
Тем же, у кого есть не уемное желание поумничать, мол наговорил, а ни чего не собрал отвечу сразу – я вообще то делюсь своим опытом, а не хвастаюсь, что вот я мол собрал преобразователь и он работает. То, что мелькало в кадре это или не удачные варианты, не прошедшие финальных замеров, либо пошедшие на разборку прототипы. Я не занимаюсь изготовлением под заказ единичных аппаратов, а если и занимаюсь, то прежде всего лично мне это должно быть интересно либо схемотехнически, либо материально, но тут придется сильно заинтересить.

СТАТЬЯ ПОДГОТОВЛЕНА НА ОСНОВЕ КНИГИ А. В. ГОЛОВКОВА и В. Б ЛЮБИЦКОГО "БЛОКИ ПИТАНИЯ ДЛЯ СИСТЕМНЫХ МОДУЛЕЙ ТИПА IBM PC-XT/AT" ИЗДАТЕЛЬСТВА «ЛАД и Н» Москва 1995 скачанной в электронном виде из интернета

УПРАВЛЯЮЩАЯ МИКРОСХЕМА TL494

В современных ИБП для формирования управляющего напряжения переключения мощных транзисторов преобразователя обычно используются специализированные интегральные микросхемы (ИМС).
Идеальная управляющая ИМС для обеспечения нормальной работы ИБП в режиме ШИМ должна удовлетворять большинству из перечисленных ниже условий:
рабочее напряжение не выше 40В;
наличие высокостабильного термостабилизи-рованного источника опорного напряжения;
наличие генератора пилообразного напряже-
обеспечение возможности синхронизации внешним сигналом программируемого плавного запуска;
наличие усилителя сигнала рассогласования с высоким синфазным напряжением;
наличие ШИМ-компаратора;
наличие импульсного управляемого триггера;
наличие двухканального предоконечного каскада с защитой от КЗ;
наличие логики подавления двойного импульса;
наличие средств коррекции симметрии выходных напряжений;
наличие токоограничения в широком диапазоне синфазных напряжений, а также токоограничения в каждом периоде с отключением в аварийном режиме;
наличие автоматического управления с прямой передачей;
обеспечение отключения при понижении напряжения питания;
обеспечение защиты от перенапряжений;
обеспечение совместимости с ТТЛ/КМОП логикой;
обеспечение дистанционного включения и отключения.

Рисунок 11. Управляющая микросхема TL494 и ее цоколевка.

В качестве схемы управления для рассматриваемого класса ИБП в подавляющем большинстве случаев используется микросхема типа TL494CN, выпускаемая фирмой TEXAS INSTRUMENT (США) (рис.11). Она реализует большинство из перечисленных выше функций и выпускается рядом зарубежных фирм под разными наименованиями. Например, фирма SHARP (Япония) выпускает микросхему IR3M02, фирма FAIRCHILD (США) - UA494, фирма SAMSUNG (Корея) - КА7500, фирма FUJITSU (Япония) - МВ3759 и т.д. Все эти микросхемы являются полными аналогами отечественной микросхемы КР1114ЕУ4. Рассмотрим подробно устройство и работу этой управляющей микросхемы. Она специально разработана для управления силовой частью ИБП и содержит в своем составе (рис.12):

Рисунок 12. Функциональная схема ИМС TL494

Генератор пилообразного напряжения DA6; частота ГПН определяется номиналами резистора и конденсатора, подключенных к 5-му и 6-му выводам, и в рассматриваемом классе БП выбирается равной примерно 60 кГц;
источник опорного стабилизированного напряжения DA5 (Uref=+5,OB) с внешним выходом (вывод 14);
компаратор "мертвой зоны" DA1;
компаратор ШИМ DA2;
усилитель ошибки по напряжению DA3;
усилитель ошибки по сигналу ограничения тока DA4;
два выходных транзистора VT1 и VT2 с открытыми коллекторами и эмиттерами;
динамический двухтактный D-триггер в режиме деления частоты на 2 - DD2;
вспомогательные логические элементы DD1 (2-ИЛИ), DD3 (2-Й), DD4 (2-Й), DD5 (2-ИЛИ-НЕ), DD6 (2-ИЛИ-НЕ), DD7 (НЕ);
источник постоянного напряжения с номиналом 0,1BDA7;
источник постоянного тока с номиналом 0,7мА DA8.
Схема управления будет запускаться, т.е. на 8 и 11 выводах появятся последовательности импульсов в том случае, если на вывод 12 подать любое питающее напряжение, уровень которого находится в диапазоне от +7 до +40 В. Всю совокупность функциональных узлов, входящих в состав ИМС TL494, можно условно разбить на цифровую и аналоговую часть (цифровой и аналоговый тракты прохождения сигналов). К аналоговой части относятся усилители ошибок DA3, DA4, компараторы DA1, DA2, генератор пилообразного напряжения DA6, а также вспомогательные источники DA5, DA7, DA8. Все остальные элементы, в том числе и выходные транзисторы, образуют цифровую часть (цифровой тракт).

Рисунок 13. Работа ИМС TL494 в номинальном режиме: U3, U4, U5 - напряжения на выводах 3, 4, 5.

Рассмотрим в начале работу цифрового тракта. Временные диаграммы, поясняющие работу микросхемы, приведены на рис. 13. Из временных диаграмм видно, что моменты появления выходных управляющих импульсов микросхемы, а также их длительность (диаграммы 12 и 13) определяются состоянием выхода логического элемента DD1 (диаграмма 5). Остальная "логика" выполняет лишь вспомогательную функцию разделения выходных импульсов DD1 на два канала. При этом длительность выходных импульсов микросхемы определяется длительностью открытого состояния ее выходных транзисторов VT1, VT2. Так как оба эти транзистора имеют открытые коллекторы и эмиттеры, то возможно двоякое их подключение. При включении по схеме с общим эмиттером выходные импульсы снимаются с внешних коллекторных нагрузок транзисторов (с выводов 8 и 11 микросхемы), а сами импульсы направлены выбросами вниз от положительного уровня (передние фронты импульсов отрицательны). Эмиттеры транзисторов (выводы 9 и 10 микросхемы) в этом случае, как правило, заземляются. При включении по схеме с общим коллектором внешние нагрузки подключаются к эмиттерам транзисторов и выходные импульсы, направленные в этом случае выбросами вверх (передние фронты импульсов положительны), снимаются с эмиттеров транзисторов VT1, VT2. Коллекторы этих транзисторов подключаются к шине питания управляющей микросхемы (Upom).
Выходные импульсы остальных функциональных узлов, входящих в состав цифровой части микросхемы TL494, направлены выбросами вверх, независимо от схемы включения микросхемы.
Триггер DD2 является двухтактным динамическим D-триггером. Принцип его работы заключается в следующем. По переднему (положительному) фронту выходного импульса элемента DD1 состояние входа D триггера DD2 записывается во внутренний регистр. Физически это означает, что переключается первый из двух триггеров, входя щих в состав DD2. Когда импульс на выходе элемента DD1 заканчивается, то по заднему (отрицательному) фронту этого импульса переключается второй триггер в составе DD2, и состояние выходов DD2 меняется (на выходе Q появляется информация, считанная со входа D). Это исключает возможность появления отпирающего импульса на базе каждого из транзисторов VT1, VT2 дважды в течение одного периода. Действительно, пока уровень импульса на входе С триггера DD2 не изменился, состояние его выходов не изменится. Поэтому импульс передается на выход микросхемы по одному из каналов, например верхнему (DD3, DD5, VT1). Когда импульс на входе С заканчивается, триггер DD2 переключается, запирает верхний и отпирает нижний канал (DD4, DD6, VT2). Поэтому следующий импульс, поступающий на вход С и входы DD5, DD6 будет передаваться на выход микросхемы по нижнему каналу. Таким образом каждый из выходных импульсов элемента DD1 своим отрицательным фронтом переключает триггер DD2 и этим меняет канал прохождения следующего импульса. Поэтому в справочном материале на управляющую микросхему указывается, что архитектура микросхемы обеспечивает подавление двойного импульса, т.е. исключает появление двух отпирающих импульсов на базе одного и того же транзистора за период.
Рассмотрим подробно один период работы цифрового тракта микросхемы.
Появление отпирающего импульса на базе выходного транзистора верхнего (VT1) либо нижнего (VT2) канала определяется логикой работы элементов DD5, DD6 ("2ИЛИ-НЕ") и состоянием элементов DD3, DD4 ("2-И"), которое, в свою очередь, определяется состоянием триггера DD2.
Логика работы элемента 2-ИЛИ-НЕ, как известно, заключается в том, что на выходе такого элемента появляется напряжение высокого уровня (логическая 1) в том лишь единственном случае, если на обоих его входах присутствуют низкие уровни напряжений (логические 0). При остальных возможных комбинациях входных сигналов на выходе элемента 2 ИЛИ-НЕ присутствует низкий уровень напряжения (логический 0). Поэтому если на выходе Q триггера DD2 присутствует логическая 1 (момент ti диаграммы 5 рис.13), а на выходе /Q - логический 0, то на обоих входах элемента DD3 (2И) окажутся логические 1 и, следовательно, логическая 1 появится на выходе DD3, а значит и на одном из входов элемента DD5 (2ИЛИ-НЕ) верхнего канала. Следовательно, независимо от уровня сигнала, поступающего на второй вход этого элемента с выхода элемента DD1, состоянием выхода DD5 будет логический О, и транзистор VT1 останется в закрытом состоянии. Состоянием же выхода элемента DD4 будет логический 0, т.к. логический 0 присутствует на одном из входов DD4, поступая туда с выхода /Q триггера DD2. Логический 0 с выхода элемента DD4 поступает на один из входов элемента DD6 и обеспечивает возможность прохождения импульса через нижний канал. Этот импульс положительной полярности (логическая 1) появится на выходе DD6, а значит и на базе VT2 на время паузы между выходными импульсами элемента DD1 (т.е. на время, когда на выходе DD1 присутствует логический 0 - интервал trt2 диаграммы 5 рис.13). Поэтому транзисгор VT2 открывается и на его коллекторе появляется импульс выбросом вниз от положительного уровня (в случае включения по схеме с общим эмиттером).
Начало следующего выходного импульса элемента DD1 (момент t2 диаграммы 5 рис.13) не изменит состояния элементов цифрового тракта микросхемы, за исключением элемента DD6, на выходе которого появится логический 0, и поэтому транзистор VT2 закроется. Завершение выходного импульса DD1 (момент ta) обусловит изменение состояния выходов триггера DD2 на противоположное (логический 0 - на выходе Q, логическая 1 - на выходе /Q). Поэтому поменяется состояние выходов элементов DD3, DD4 (на выходе DD3 - логический 0, на выходе DD4 - логическая 1). Начавшаяся в момент!3 пауза на выходе элемента DD1 обусловит возможность открывания транзистора VT1 верхнего канала. Логический 0 на выходе элемента DD3 "подтвердит" эту возможность, превращая ее в реальное появление отпирающего импульса на базе транзистора VT1. Этот импульс длится до момента U, после чего VT1 закрывается, и процессы повторяются.
Таким образом основная идея работы цифрового тракта микросхемы заключается в том, что длительность выходного импульса на выводах 8 и 11 (либо на выводах 9 и 10) определяется длительностью паузы между выходными импульсами элемента DD1. Элементы DD3, DD4 определяют канал прохождения импульса по сигналу низкого уровня, появление которого чередуется на выходах Q и /Q триггера DD2, управляемого тем же элементом DD1. Элементы DD5, DD6 представляют собой схемы совпадения по низкому уровню.
Для полноты описания функциональных возможностей микросхемы следует отметить еще одну важную ее особенность. Как видно из функциональной схемы рисунке входы элементов DD3, DD4 объединены и выведены на вывод 13 микросхемы. Поэтому если на вывод 13 подана логическая 1, то элементы DD3, DD4 будут работать как повторители информации с выходов Q и /Q триггера DD2. При этом элементы DD5, DD6 и транзисторы VT1, VT2 будут переключаться со сдвигом по фазе на половину периода, обеспечивая работу силовой части ИБП, построенной по двухтактной полумостовой схеме. Если на вывод 13 будет подан логический 0, то элементы DD3, DD4 будут заблокированы, т.е. состояние выходов этих элементов не будет изменяться (постоянный логический 0). Поэтому выходные импульсы элемента DD1 будут воздействовать на элементы DD5, DD6 одинаково. Элементы DD5, DD6, а значит и выходные транзисторы VT1, VT2, будут переключаться без сдвига по фазе (одновременно). Такой режим работы управляющей микросхемы используется в случае, если силовая часть ИБП выполнена по однотактной схеме. Коллекторы и эмиттеры обоих выходных транзисторов микросхемы в этом случае объединяются с целью умощнения.
В качестве "жесткой" логической единицы в двухтактных схемах используется выходное напряжение
внутреннего источника микросхемы Uref (вывод 13 микросхемы объединяется с выводом 14).
Теперь рассмотрим работу аналогового тракта микросхемы.
Состояние выхода DD1 определяется выходным сигналом компаратора ШИМ DA2 (диаграмма 4), поступающим на один из входов DD1. Выходной сигнал компаратора DA1 (диаграмма 2), поступающий на второй вход DD1, не влияет в нормальном режиме работы на состояние выхода DD1, которое определяется более широкими выходными импульсами ШИМ - компаратора DA2.
Кроме того, из диаграмм рис.13 видно, что при изменениях уровня напряжения на неинвертирующем входе ШИМ компаратора (диаграмма 3) ширина выходных импульсов микросхемы (диаграммы 12, 13) будет пропорционально изменяться. В нормальном режиме работы уровень напряжения на неинвертирующем входе компаратора ШИМ DA2 определяется только выходным напряжением усилителя ошибки DA3 (т.к. оно превышает выходное напряжение усилителя DA4), которое зависит от уровня сигнала обратной связи на его неинвертирующем входе (вывод 1 микросхемы). Поэтому при подаче сигнала обратной связи на вывод 1 микросхемы ширина выходных управляющих импульсов будет изменяться пропорционально изменению уровня этого сигнала обратной связи, который, в свою очередь, изменяется пропорционально изменениям уровня выходного напряжения ИБП, т.к. обратная связь заводится именно оттуда.
Промежутки времени между выходными импульсами на выводах 8 и 11 микросхемы, когда оба выходных транзистора VT1 и VT2 ее закрыты, называются "мертвыми зонами".
Компаратор DA1 называется компаратором "мертвой зоны", т.к. он определяет минимально возможную ее длительность. Поясним это подробнее.
Из временных диаграмм рис.13 следует, что если ширина выходных импульсов ШИМ-компа-ратора DA2 будет в силу каких-либо причин уменьшаться, то начиная с некоторой ширины этих импульсов выходные импульсы компаратора DA1 станут шире выходных импульсов ШИМ-компаратора DA2 и начнут определять состояние выхода логического элемента DD1, а значит и. ширину выходных импульсов микросхемы. Другими словами, компаратор DA1 ограничивает ширину выходных импульсов микросхемы на некотором максимальном уровне. Уровень ограничения определяется потенциалом на неинвенти-рующем входе компаратора DA1 (вывод 4 микросхемы) в установившемся режиме. Однако, с другой стороны, потенциал на выводе 4 будет определять диапазон широтной регулировки выходных импульсов микросхемы. При увеличении потенциала на выводе 4 этот диапазон сужается. Самый широкий диапазон регулировки получается тогда, когда потенциал на выводе 4 равен 0.
Однако в этом случае появляется опасность, связанная с тем, что ширина "мертвой зоны" может стать равной 0 (например, в случае значительного возрастания потребляемого от ИБП тока). Это означает, что управляющие импульсы на выводах 8 и 11 микросхемы будут следовать непосредственно друг за другом. Поэтому может возникнуть ситуация, известная под названием "пробой по стойке". Она объясняется инерционностью силовых транзисторов инвертора, которые не могут открываться и закрываться мгновенно. Поэтому, если одновременно на базу открытого до этого транзистора подать запирающий сигнал, а на базу закрытого транзистора - отпирающий (т.е. с нулевой "мертвой зоной"), то получится ситуация, когда один транзистор еще не закрылся, а другой уже открыт. Тогда и возникает пробой по транзисторной стойке полумоста, который заключается в протекании сквозного тока через оба транзистора. Ток этот, как видно из схемы рис. 5, минует первичную обмотку силового трансформатора и практически ничем не ограничен. Защита по току в этом случае не работает, т.к. ток не протекает через токовый датчик (на схеме не показан; конструкция и принцип действия применяемых токовых датчиков будут подробно рассмотрены в последующих разделах), а значит, этот датчик не может выдать сигнал на схему управления. Поэтому сквозной ток достигает очень большой величины за очень короткий промежуток времени. Это приводит к резкому возрастанию выделяющейся на обоих силовых транзисторах мощности и практически мгновенному выходу их из строя (как правило, пробой). Кроме того, броском сквозного тока могут быть выведены из строя диоды силового выпрямительного моста. Процесс этот заканчивается перегоранием сетевого предохранителя, который из-за своей инерционности не успевает защитить элементы схемы, а лишь защищает от перегрузки первичную сеть.
Поэтому управляющее напряжение; подаваемое на базы силовых транзисторов должно быть сформировано таким образом, чтобы сначала надежно закрывался бы один из этих транзисторов, а уже потом открывался бы другой. Другими словами, между управляющими импульсами, подаваемыми на базы силовых транзисторов обязательно должен быть временной сдвиг, не равный нулю ("мертвая зона"). Минимальная допустимая длительность "мертвой зоны" определяется инерционностью применяемых в качестве силовых ключей транзисторов.
Архитектура микросхемы позволяет регулировать величину минимальной длительности "мертвой зоны" с помощью потенциала на выводе 4 микросхемы. Потенциал этот задается с помощью внешнего делителя, подключаемого к шине выходного напряжения внутреннего опорного источника микросхемы Uref.
В некоторых вариантах ИБП такой делитель отсутствует. Это означает, что после завершения процесса плавного пуска (см. ниже) потенциал на выводе 4 микросхемы становится равным 0. В этих случаях минимально возможная длительность "мертвой зоны" все же не станет равной 0, а будет определяться внутренним источником напряжения DA7 (0,1В), который подключен к неинвертирующему входу компаратора DA1 своим положительным полюсом, и к выводу 4 микросхемы - отрицательным. Таким образом, благодаря включению этого источника ширина выходного импульса компаратора DA1, а значит и ширина "мертвой зоны", ни при каких условиях не может стать равной 0, а значит "пробой по стойке" будет принципиально невозможен. Другими словами, в архитектуру микросхемы заложено ограничение максимальной длительности ее выходного импульса (минимальной длительности "мертвой зоны"). Если имеется делитель, подключенный к выводу 4 микросхемы, то после плавного пуска потенциал этого вывода не равен 0, поэтому ширина выходных импульсов компаратора DA1 определяется не только внутренним источником DA7, но и остаточным (после завершения процесса плавного запуска) потенциалом на выводе 4. Однако при этом, как было сказано выше, сужается динамический диапазон широтной регулировки ШИМ компаратора DA2.

СХЕМА ПУСКА

Схема пуска предназначена для получения напряжения, которым можно было бы запитать управляющую микросхему с целью ее запуска после включения ИВП в питающую сеть. Поэтому под пуском подразумевается запуск в работу в первую очередь управляющей микросхемы, без нормального функционирования которой невозможна работа силовой части и всей схемы ИБП в целом.
Схема пуска может быть построена двумя различными способами:
с самовозбуждением;
с принудительным возбуждением.
Схема с самовозбуждением используется, например, в ИБП GT-150W (рис.14). Выпрямленное напряжение сети Uep подается на резистивный делитель R5, R3, R6, R4, являющийся базовым для обоих силовых ключевых транзисторов Q1, Q2. Поэтому через транзисторы под воздействием суммарного напряжения на конденсаторах С5, С6 (Uep) начинает протекать базовый ток по цепи (+)С5 - R5 - R7 - 6-э Q1 - R6 - R8 - 6-э Q2 - "общий провод"первичной стороны - (-)С6.
Оба транзистора приоткрываются этим током. В результате через участки кол лектор-эмиттер обоих транзисторов начинают протекать токи взаимно противоположных направлений по цепям:
через Q1: (+)С5 - шина +310 В - к-э Q1 - 5-6 Т1 -1-2 Т2-С9- (-)С5.
через Q2: (+)С6 - С9 - 2-1 Т2 - 6-5 Т1 - к-э Q2 -"общий провод"первичной стороны - (-)С6.

Рисунок 14. Схема запуска с самовозбуждением ИБП GT-150W.

Если бы оба тока, протекающие через дополнительные (пусковые) витки 5-6 Т1 в противоположных направлениях, были бы равны, то результирующий ток был бы равен 0, и схема не смогла бы запуститься.
Однако в силу технологического разброса коэффициентов усиления по току транзисторов Q1, Q2 всегда какой-либо один из этих токов больше другого, т.к. транзисторы приоткрыты в разной степени. Поэтому результирующий ток через витки 5-6 Т1 не равен 0 и имеет то или иное направление. Допустим, что преобладает ток через транзистор Q1 (то есть Q1 приоткрыт в большей степени, чем Q2) и, следовательно, ток протекает в направлении от вывода 5 к выводу 6 Т1. Дальнейшие рассуждения основываются на этом допущении.
Однако, справедливости ради нужно отметить, что преобладающим может оказаться и ток через транзистор Q2, и тогда все далее описываемые процессы будут относиться к транзистору Q2.
Протекание тока через витки 5-6 Т1 вызывает появление ЭДС взаимоиндукции на всех обмотках управляющего трансформатора Т1. При этом (+)ЭДС возникает на выводе 4 относительно вывода 5 и в базу Q1 под воздействием этой ЭДС течет дополнительно приоткрывающий его ток по цепи: 4 Т1 - D7-R9-R7-6-3 Q1 - 5 Т1.
Одновременно на выводе 7 Т1 появляется (-) ЭДС относительно вывода 8, т.е. полярность этой ЭДС оказывается запирающей для Q2 и он закрывается. Далее вступает в действие положительная обратная связь (ПОС). Действие ее заключается в том, что при возрастании тока через участок коллектор-эмиттер Q1 и витки 5-6 Т1 на обмотке 4-5 Т1 действует возрастающая ЭДС, которая, создавая дополнительный базовый ток для Q1, еще в большей степени приоткрывает его. Процесс этот развивается лавинообразно (очень быстро) и приводит к полному открыванию Q1 и запиранию Q2. Через открытый Q1 и первичную обмотку 1-2 силового импульсного трансформатора Т2 начинает протекать линейно нарастающий ток, что вызывает появление импульса ЭДС взаимоиндукции на всех обмотках Т2. Импульс с обмотки 7-5 Т2 заряжает накопительную емкость С22. На С22 появляется напряжение, которое подается в качестве питающего на вывод 12 управляющей микросхемы IC1 типа TL494 и на согласующий каскад. Микросхема запускается и генерирует на своих выводах 11, 8 прямоугольные последовательности импульсов, которыми через согласующий каскад (Q3, Q4, Т1) начинают переключаться силовые ключи Q1, Q2. На всех обмотках силового трансформатора Т2 появляются импульсные ЭДС номинального уровня. При этом ЭДС с обмоток 3-5 и 7-5 постоянно подпитывают С22, поддерживая на нем неизменный уровень напряжения (около +27В). Другими словами, микросхема по кольцу обратной связи начинает запи-тывать сама себя (самоподпитка). Блок выходит на рабочий режим. Напряжение питания микросхемы и согласующего каскада является вспомогательным, действует только внутри блока и обычно называется Upom.
Эта схема может иметь некоторые разновидности, как например в импульсном блоке питания LPS-02-150XT (производство Тайвань) для компьютера Мазовия СМ1914 (рис.15). В этой схеме начальный толчок для развития процесса запуска получается с помощью отдельного однополупериодного выпрямителя D1, С7, который запитывает в первый положительный полупериод сети базовый для силовых ключей резистивный делитель. Это ускоряет процесс запуска, т.к. первоначальное отпирание одного из ключей происходит параллельно с зарядкой сглаживающих конденсаторов большой емкости. В остальном схема работает аналогично рассмотренной выше.

Рисунок 15. Схема запуска с самовозбуждением в импульсном блоке питания LPS-02-150XT

Такая схема используется, например, в ИБП PS-200B фирмы LING YIN GROUP (Тайвань).
Первичная обмотка специального пускового трансформатора Т1 включается на половинное напряжение сети (при номинале 220В) либо на полное (при номинале 110В). Это делается из тех соображений, чтобы амплитуда переменного напряжения на вторичной обмотке Т1 не зависела бы от номинала питающей сети. Через первичную обмотку Т1 при включении ИБП в сеть протекает переменный ток. На вторичной обмотке 3-4 Т1 поэтому наводится переменная синусоидальная ЭДС с частотой питающей сети. Ток, протекающий под воздействием этой ЭДС, выпрямляется специальной мостовой схемой на диодах D3-D6 и сглаживается конденсатором С26. На С26 выделяется постоянное напряжение около 10-11В, которое подается в качестве питающего на вывод 12 управляющей микросхемы U1 типа TL494 и на согласующий каскад. Параллельно с этим процессом происходит заряд конденсаторов сглаживающего фильтра. Поэтому к моменту подачи питания на микросхему силовой каскад также оказывается запитанным. Микросхема запускается и начинает генерировать на своих выводах 8, 11 последовательности прямоугольных импульсов, которыми через согласующий каскад начинают переключаться силовые ключи. В результате появляются выходные напряжения блока. После выхода на режим самоподпитка микросхемы производится с шины выходного напряжения +12В через развязывающий диод D8. Так как это напряжение самоподпитки немного превышает выходное напряжение выпрямителя D3-D5, то диоды этого пускового выпрямителя запираются, и он в дальнейшем не влияет на работу схемы.
Необходимость обратной связи через диод D8 не является обязательной. В схемах некоторых ИБП, где применяется принудительное возбуждение, такая связь отсутствует. Управляющая микросхема и согласующий каскад в течение всего времени работы запитываются с выхода пускового выпрямителя. Однако уровень пульсации на шине Upom в этом случае получается несколько большим, чем в случае питания микросхемы с шины выходного напряжения +12В.
Подводя итог описания схем запуска, можно отметить основные особенности их построения. В схеме с самовозбуждением производится первоначальное переключение силовых транзисторов, результатом чего является появление напряжения питания микросхемы Upom. В схеме с принудительным возбуждением сначала получают Upom, а уже как результат - переключение силовых транзисторов. Кроме того, в схемах с самовозбуждением напряжение Upom обычно имеет уровень около +26В, а в схемах с принудительным возбуждением - около +12В.
Схема с принудительным возбуждением (с отдельным трансформатором) приведена на рис.16.

Рисунок 16. Схема запуска с принудительным возбуждением импульсного блока питания PS-200B (LING YIN GROUP).

СОГЛАСУЮЩИЙ КАСКАД

Для согласования и развязки мощного выходного каскада от маломощных цепей управления служит согласующий каскад.
Практические схемы построения согласующего каскада в различных ИБП можно разделить на два основных варианта:
транзисторный вариант, где в качестве ключей используются внешние транзисторы в дискретном исполнении;
бестранзисторный вариант, где в качестве ключей используются выходные транзисторы самой управляющей микросхемы VT1, VT2 (в интегральном исполнении).
Кроме того, еще одним признаком, по которому можно классифицировать согласующие каскады, является способ управления силовыми транзисторами полумостового инвертора. По этому признаку все согласующие каскады можно разделить на:
каскады с общим управлением, где управление обоими силовыми транзисторами производится с помощью одного общего для них управляющего трансформатора, который имеет одну первичную и две вторичные обмотки;
каскады с раздельным управлением, где управление каждым из силовых транзисторов производится с помощью отдельного трансформатора, т.е. в согласующем каскаде имеется два управляющих трансформатора.
Исходя из обеих классификаций согласующий каскад может быть выполнен одним из четырех способов:
транзисторный с общим управлением;
транзисторный с раздельным управлением;
бестранзисторный с общим управлением;
бестранзисторный с раздельным управлением.
Транзисторные каскады с раздельным управлением применяются редко, либо вообще не применяются. Авторам не довелось столкнуться с таким вариантом исполнения согласующего каскада. Остальные три варианта встречаются более или менее часто.
Во всех вариантах связь с силовым каскадом осуществляется трансформаторным способом.
При этом трансформатор выполняет две основные функции: усиления управляющего сигнала по току (за счет ослабления по напряжению) и гальванической развязки. Гальваническая развязка необходима потому, что управляющая микросхема и согласующий каскад находятся на вторичной стороне, а силовой каскад - на первичной стороне ИБП.
Рассмотрим работу каждого из упомянутых вариантов согласующего каскада на конкретных примерах.
В транзисторной схеме с общим управлением в качестве согласующего каскада используется двухтактный трансформаторный предварительный усилитель мощности на транзисторах Q3 и Q4 (рис.17).

Рисунок 17. Согласующий каскад импульсного блока питания KYP-150W (транзисторная схема с общим управлением).

Рисунок 18. Реальная форма импульсов на коллекторах

Токи через диоды D7 и D9, протекающие под воздействием магнитной энергии, запасенной в сердечнике DT, имеют вид спадающей экспоненты. В сердечнике DT во время протекания токов через диоды D7 и D9 действует изменяющийся (спадающий) магнитный поток, что и обуславливает появление импульсов ЭДС на его вторичных обмотках.
Диод D8 устраняет влияние согласующего каскада на управляющую микросхему через общую шину питания.
Другая разновидность транзисторного согласующего каскада с общим управлением используется в импульсном блоке питания ESAN ESP-1003R (рис.19). Первой особенностью этого варианта является то, что выходные транзисторы VT1, VT2 микросхемы включены как эмиттерные повторители. Выходные сигналы снимаются с выводов 9, 10 микросхемы. Резисторы R17, R16 и R15, R14 являются эмиттер-ными нагрузками транзисторов VT1 и VT2 соответственно. Эти же резисторы образуют базовые делители для транзисторов Q3, Q4, которые работают в ключевом режиме. Емкости С13 и С12 являются форсирующими и способствуют ускорению процессов переключения транзисторов Q3, Q4. Второй характерной особенностью этого каскада является то, что первичная обмотка управляющего трансформатора DT не имеет вывода от средней точки и подключена между коллекторами транзисторов Q3, Q4. Когда выходной транзистор VT1 управляющей микросхемы открывается, то оказывается запитан напряжением Upom базовый для транзистора Q3 делитель R17, R16. Поэтому через управляющий переход Q3 протекает ток, и он открывается. Ускорению этого процесса способствует форсирующая емкость С13, которая обеспечивает подачу в базу Q3 отпирающего тока, в 2-2,5 раза превышающего установившееся значение. Результатом открывания Q3 является то, что первичная обмотка 1-2 DT своим выводом 1 оказывается подключена к корпусу. Так как второй транзистор Q4 заперт, то через первичную обмотку DT начинает протекать нарастающий ток по цепи: Upom - R11 - 2-1 DT - к-э Q3 - корпус.

Рисунок 19. Согласующий каскад импульсного блока питания ESP-1003R ESAN ELECTRONIC CO., LTD (транзисторная схема с общим управлением).

На вторичных обмотках 3-4 и 5-6 DT появляются импульсы ЭДС прямоугольной формы. Направление намотки вторичных обмоток DT разное. Поэтому один из силовых транзисторов (на схеме не показано) получит открывающий базовый импульс, а другой - закрывающий. Когда VT1 управляющей микросхемы резко закрывается, то вслед за ним также резко закрывается и Q3. Ускорению процесса закрывания способствует форсирующая емкость С13, напряжение с которой прикладывается к переходу база-эмиттер Q3 в закрывающей полярности. Далее длится "мертвая зона", когда оба выходных транзистора микросхемы закрыты. Далее открывается выходной транзистор VT2, а значит оказывается запитанным напряжением Upom базовый для второго транзистора Q4 делитель R15, R14. Поэтому Q4 открывается и первичная обмотка 1-2 DT оказывается подключена к корпусу другим своим концом (выводом 2), поэтому через нее начинает протекать нарастающий ток противоположного предыдущему случаю направления по цепи: Upom -R10- 1-2 DT - к-э Q4 - "корпус".
Поэтому полярность импульсов на вторичных обмотках DT меняется, и открывающий импульс получит второй силовой транзистор, а на базе первого будет действовать импульс закрывающей полярности. Когда VT2 управляющей микросхемы резко закрывается, то вслед за ним также резко закрывается Q4 (с помощью форсирующей емкости С12). Далее опять длится "мертвая зона", после чего процессы повторяются.
Таким образом, основная идея, заложенная в работу этого каскада, заключается в том, что переменный магнитный поток в сердечнике DT удается получить благодаря тому, что первичная обмотка DT подключается к корпусу то одним, то другим своим концом. Поэтому через нее протекает переменный ток без постоянной составляющей при однополярном питании.
В бестранзисторных вариантах согласующих каскадов ИБП в качестве транзисторов согласующего каскада, как это было отмечено ранее, используются выходные транзисторы VT1, VT2 управляющей микросхемы. В этом случае дискретные транзисторы согласующего каскада отсутствуют.
Бестранзисторная схема с общим управлением используется, например, в схеме ИБП PS-200В. Выходные транзисторы микросхемы VT1, VT2 нагружаются по коллекторам первичными полуобмотками трансформатора DT (рис.20). Питание подается в среднюю точку первичной обмотки DT.

Рисунок 20. Согласующий каскад импульсного блока питания PS-200B (бестранзисторная схема с общим управлением).

Когда открывается транзистор VT1, то нарастающий ток протекает через этот транзистор и полуобмотку 1-2 управляющего трансформатора DT. На вторичных обмотках DT появляются управляющие импульсы, имеющие такую полярность, что один из силовых транзисторов инвертора открывается, а другой закрывается. По окончании импульса VT1 резко закрывается, ток через полуобмотку 1-2 DT перестает протекать, поэтому исчезает ЭДС на вторичных обмотках DT, что приводит к закрыванию силовых транзисторов. Далее длится "мертвая зона", когда оба выходных транзистора VT1, VT2 микросхемы закрыты, и ток через первичную обмотку DT не протекает. Далее открывается транзистор VT2, и ток, нарастая во времени, протекает через этот транзистор и полуобмотку 2-3 DT. Магнитный поток, создаваемый этим током в сердечнике DT, имеет противоположное предыдущему случаю направление. Поэтому на вторичных обмотках DT наводятся ЭДС противоположной предыдущему случаю полярности. В результате открывается второй транзистор полумостового инвертора, а на базе первого импульс имеет закрывающую его полярность. Когда VT2 управляющей микросхемы закрывается, ток через него и первичную обмотку DT прекращается. Поэтому исчезают ЭДС на вторичных обмотках DT, и силовые транзисторы инвертора вновь оказываются закрыты. Далее опять длится "мертвая зона", после чего процессы повторяются.
Основная идея построения этого каскада заключается в том, что переменный магнитный поток в сердечнике управляющего трансформатора удается получить благодаря подаче питания в среднюю точку первичной обмотки этого трансформатора. Поэтому токи протекают через полуобмотки с одинаковым числом витков в разных направлениях. Когда оба выходных транзистора микросхемы закрыты ("мертвые зоны"), магнитный поток в сердечнике DT равен 0. Поочередное открывание транзисторов вызывает поочередное появление магнитного потока то одной, то другой полуобмотки. Результирующий магнитный поток в сердечнике получается переменным.
Последняя из указанных разновидностей (бестранзисторная схема с раздельным управлением) используется, например, в ИБП компьютера Appis (Перу). В этой схеме имеется два управляющих трансформатора DT1, DT2, первичные полуобмотки которых являются коллекторными нагрузками для выходных транзисторов микросхемы (рис.21). В этой схеме управление каждым из двух силовых ключей осуществляется через отдельный трансформатор. Питание подается на коллекторы выходных транзисторов микросхемы с общей шины Upom через средние точки первичных обмоток управляющих трансформаторов DT1, DT2.
Диоды D9, D10 с соответствующими частями первичных обмоток DT1, DT2 образуют схемы размагничивания сердечников. Остановимся на этом вопросе подробнее.

Рисунок 21. Согласующий каскад импульсного блока питания "Appis" (бестранзисторная схема с раздельным управлением).

Согласующий каскад (рис.21) по сути представляет собой два независимых однотактных прямоходовых преобразователя, т.к. открывающий ток протекает в базу силового транзистора во время открытого состояния согласующего транзистора, т.е. согласующий и связанный с ним через трансформатор силовой транзистор открыты одновременно. При этом оба импульсных трансформатора DT1, DT2 работают с постоянной составляющей тока первичной обмотки, т.е. с вынужденным подмагничиванием. Если не предусмотреть специальных мер по размагничиванию сердечников, то они войдут в магнитное насыщение за несколько периодов работы преобразователя, что приведет к значительному уменьшению индуктивности первичных обмоток и выходу из строя переключающих транзисторов VT1, VT2. Рассмотрим процессы, протекающие в преобразователе на транзисторе VT1 и трансформаторе DT1. Когда транзистор VT1 открывается, через него и первичную обмотку 1-2 DT1 протекает линейно нарастающий ток по цепи: Upom -2-1 DT1 - к-э VT1 - "корпус".
Когда отпирающий импульс на базе VT1 заканчивается, он резко закрывается. Ток через обмотку 1-2 DT1 прекращается. Однако ЭДС на размагничивающей обмотке 2-3 DT1 при этом меняет полярность, и через эту обмотку и диод D10 протекает размагничивающий сердечник DT1 ток по цепи: 2 DT1 - Upom - С9- "корпус"- D10-3DT1.
Ток этот - линейно спадающий, т.е. производная магнитного потока через сердечник DT1 меняет знак, и сердечник размагничивается. Таким образом во время этого обратного такта происходит возврат избыточной энергии, запасенной в сердечнике DT1 за время открытого состояния транзистора VT1, в источник (подзаряжается накопительный конденсатор С9 шины Upom).
Однако такой вариант реализации согласующего каскада наименее предпочтителен, т.к. оба трансформатора DT1, DT2 работают с недоиспользованием по индукции и с постоянной составляющей тока первичной обмотки. Перемаг-ничивание сердечников DT1, DT2 происходит по частному циклу, охватывающему только положительные значения индукции. Магнитные потоки в сердечниках из-за этого получаются пульсирующими, т.е. содержат постоянную составляющую. Это приводит к завышенным массогабарит-ным показателям трансформаторов DT1, DT2 и, кроме того, по сравнению с другими вариантами согласующего каскада, здесь требуется два трансформатора вместо одного.

Микросхема TL494 реализует функционал ШИМ-контроллера и потому очень часто используется для построения импульсных двухтактных блоков питания (именно эта микросхема чаще всех встречается в компьютерных блоках питания).

Импульсные блоки питания выгодно отличаются от трансформаторных повышенным КПД, уменьшенным весом и габаритами, стабильностью выходных параметров. Однако, при этом они являются источниками ВЧ-помех и предъявляют особые требования к минимальной нагрузке (без нее БП может не запуститься).

Структурная схема TL494 выглядит следующим образом.

Рис. 1. Блок-схема TL494

Назначение выводов TL494 в привязке к корпусу выглядит так.

Рис. 2. Назначение выводов TL494

Рис. 3. Внешний вид в корпусе ДИП

Могут быть и другие исполнения.

В качестве современных аналогов можно рассматривать:

1.Улучшенные версии исходного чипа - TL594 и TL598 (оптимизирована точность и добавлен повторитель на входе соответственно);

2.Прямые аналоги российского производства - К1006ЕУ4, КР1114ЕУ4.

Итак, как видно из изложенного выше, микросхема до сих пор не устарела и может активно использоваться в современных блоках питания как узловой элемент.

Один из вариантов импульсного блока питания на TL494

Схема БП ниже.

Рис. 4. Схема БП

Здесь за выравнивание тока отвечают два полевых транзистора (обязательно крепятся на теплоотвод). Они должны питаться от отдельного источника постоянного тока. Подойдет, например, модульный преобразователь DC-DC, такой как TEN 12-2413 или аналог.

С выходных обмоток трансформатора (можно объединять несколько) должно поступать около 34 В.

Рис. 5. Второй вариант БП

Эта схема реализует БП с регулируемым выходным напряжением (до 30В) и порогом по силе тока (до 5А).

В качестве гальванической развязки выступает понижающий трансформатор. На выходе вторичной обмотки (или набора соединенных вторичных обмоток) должно быть около 40В.

L1 – тороидальный дроссель. VD1 – диод Шоттки, устанавливается на радиатор, так как он задействован в схеме выпрямления.

Пары резисторов R9 и 10, а также R3 и 4, используются для подстройки "грубо-точно" напряжения и силы тока соответственно.

На радиатор помимо диода VD1 следует вынести:

1.Диодный мост (подойдет, например, KBPC 3510);

2.Транзистор (в схеме использовался КТ827А, можно аналоги);

3.Шунт (на схеме обозначен R12);

4.Дроссель (катушка L1).

Теплоотвод лучше всего обдувать принудительно с помощью вентилятора (например, 12 см кулер от ПК).

Индикаторы силы тока и напряжения могут быть цифровыми (лучше всего взять готовые) или аналоговыми (потребуется калибровка шкалы).

Третий вариант

Рис. 6. Третий вариант БП

Вариант конечной реализации.

Рис. 7. Внешний вид устройства

Ввиду того, что TL494 имеет малую мощность встроенных ключевых элементов, в помощь для управления основным трансформатором TR2, были задействованы транзисторы T3 и 4, они в свою очередь питаются от управляющего трансформатора TR1 (а он управляется транзисторами T1 и 2). Получается своего рода двойной каскад управления.

Дроссель L5 мотался вручную на желтом кольце (50 витков медным проводом 1,5 мм).
Самые нагревающиеся элементы – транзисторы T3 и 4, а также диод D15. Они должны монтироваться на теплоотводы (желательно с обдувом).

Дроссель L2 используется в схеме для гашения ВЧ-помех в бытовой сети.
Ввиду того, что TL494 не умеет работать на высоких напряжениях, для ее питания применяется отдельный трансформатор (Tr3 – это BV EI 382 1189, на выходе которого 9 В, 500 мА).

При таком количестве элементов схема в сборе легко помещается в корпус Z4A, правда, последний необходимо немного доработать для обеспечения обдува (вентилятор ставится сверху).

Полный перечень элементов приведен ниже.

БП подключается к сети переменного тока и обеспечивает питание постоянным напряжением в диапазоне 0-30В и силой тока более 15А. Ограничение тока и напряжения удобно регулируется.

Дата публикации: 22.01.2018

Мнения читателей

• Александр / 04.04.2019 - 08:25
  А файлом печатки неподелитесь? Можно на почту [email protected]

[+] Дополнено файлами шкал и фотографиями.

Схема и описание переделок

Рис. 1

В качестве ШИМ-регулятора управления D1 используется микросхема типа TL494. Она выпускается рядом зарубежных фирм под разными наименованиями. Например, IR3M02 (SHARP, Япония), µА494 (FAIRCHILD, США), КА7500 (SAMSUNG, Корея), МВ3759 (FUJITSU, Япония) - и т.д. Все эти микросхемы являются аналогами микросхемы КР1114ЕУ4.

Перед модернизацией надо проверить ИБП на работоспособность, иначе ничего путного не выйдет.

Снимаем переключатель 115/230V и гнезда для подсоединения шнуров. На месте верхнего гнезда устанавливаем микроамперметр РА1 на 150 – 200 мкА от кассетных магнитофонов, родная шкала снята, вместо нее установлена самодельная шкала изготовленная с помощью программы FrontDesigner, файлы шкал прилагаются.

Место нижнего гнезда закрываем жестью и сверлим отверстия для резисторов R4 и R10. На задней панели корпуса устанавливаем клеммы Кл1 и Кл2. На плате ИБП оставляем провода идущие от шин GND и +12В, их мы припаяем к клеммам Кл1 и Кл2. Провод PS-ON (если он есть) соединяем на корпус (GND).

Металлическим резаком перерезаем дорожки на печатной плате ИБП идущие к выводам №№1, 2, 3, 4, 13, 14, 15, 16 микросхемы DA1 и подпаиваем детали согласно схеме (Рис. 1).

Все электролитические конденсаторы на шине +12В заменяем на 25-ти Вольтовые. Штатный вентилятор М1 подключаем через стабилизатор напряжения DA2.
При монтаже также надо учесть, что резисторы R12 и R13 в процессе работы блока нагреваются, их надо расположить поближе к вентилятору.

Правильно собранное, без ошибок, устройство запускается сразу. Изменяя сопротивление резистора R10, проверяем пределы регулировки выходного напряжения, примерно от 3 – 6 до 18 – 25 В (в зависимости от конкретного экземпляра). Подбираем последовательно с R10 постоянный резистор, ограничив верхний предел регулировки на нужном нам уровне (ну скажем 14 В). Подключаем к клеммам нагрузку (сопротивлением 2 – 3 Ома) и изменяя сопротивление резистора R4 регулируем ток в нагрузке.

Если на наклеечке ИБП было написано +12 V 8 A, то не следует пытаться снять с него 15 Ампер.

Итого

Вот и все можно закрывать крышу. Данное устройство можно использовать как лабораторный блок питания, так и зарядное устройство для аккумуляторов. В последнем случае резистором R10 надо выставить конечное напряжение для заряженного аккумулятора (например 14,2 В для автомобильного кислотного аккумулятора), подключить нагрузку и выставить резистором R4 ток зарядки. В случае зарядного устройства для автомобильных аккумуляторов резистор R10 можно заменить на постоянный.

В некоторых экземплярах наблюдалось журчание трансформатора, этот эффект удалось устранить подключением конденсатора на 0,1 мкФ с вывода №1 DА1 на корпус (GND) или подключением конденсатора на 10000 мкФ параллельно конденсатору С3.

Файлы

Шкалы на 8, 12, 16, 20А в FrontDesigner
▼ 🕗 20/05/13 ⚖️ 7,3 Kb ⇣ 312

Большая часть современных импульсных блоков питания изготавливается на микросхемах типа TL494, которая является импульсным ШИМ контроллером. Силовая часть изготавливается на мощных элементах, например транзисторах.Схема включения ТЛ494 простая, дополнительных радиодеталей требуется минимум, в datasheet подробно описано.

Варианты модификаций: TL494CN, TL494CD, TL494IN, TL494C, TL494CI.

Так же написал обзоры других популярных ИМС , .

• 1. Характеристики и функционал
• 2. Аналоги
• 3. Типовые схемы включения для БП на TL494
• 4. Схемы блоков питания
• 5. Переделка ATX БП в лабораторный
• 6. Datasheet
• 7. Графики электрических характеристик
• 8. Функционал микросхемы

Характеристики и функционал

Микросхема TL494 разработана как Шим контроллер для импульсных блоков питания, с фиксированной частотой работы. За задания рабочей частоты требуется два дополнительных внешних элемента резистор и конденсатор. Микросхема имеет источник опорного напряжения на 5В, погрешность которого 5%.

Область применения, указанная производителем:

1. блоки питания мощностью более 90W AC-DС с PFC;
2. микроволновые печи;
3. повышающие преобразователи с 12В на 220В;
4. источники энергоснабжения для серверов;
5. инверторы для солнечных батарей;
6. электрические велосипеды и мотоциклы;
7. понижающие преобразователи;
8. детекторы дыма;
9. настольный компьютеры.

Аналоги

Самыми известными аналогами микросхемы TL494 стали отечественная KA7500B, КР1114ЕУ4 от Fairchild, Sharp IR3M02, UA494, Fujitsu MB3759. Схема включения аналогичны, распиновка может быть другой.

Новая TL594 является аналогом ТЛ494 с повышенной точность компаратора. TL598 аналог ТЛ594 с повторителем на выходе.

Типовые схемы включения для БП на TL494

Основные схемы включения TL494 собраны из даташитов различных производителей. Они могут служит основой для разработки аналогичных устройств с похожим функционалом.

Схемы блоков питания

Сложные схемы импульсных блоков питания TL494 рассматривать не буду. Они требуют множества деталей и времени, поэтому изготавливать своими руками не рационально. Проще у китайцев купить готовый аналогичный модуль за 300-500руб.

..

При сборке повышающих преобразователей напряжения особое внимание уделяйте охлаждению силовых транзисторов на выходе. Для 200W на выходе будет ток около 1А, относительно не много. Тестирование на стабильность работы проводить с максимально допустимой нагрузкой. Необходимую нагрузку лучше всего сформировать из ламп накаливания на 220 вольт, мощностью 20w, 40w, 60w, 100w. Не стоит перегревать транзисторы более чем на 100 градусов. Соблюдайте правила техники безопасности при работе с высоким напряжением. Семь раз померяй, один раз включи.

Повышающий преобразователь на TL494 практически не требуют настройки, повторяемость высокая. Перед сборкой проверьте номиналы резисторов и конденсаторов. Чем меньше будет отклонение, тем стабильней будет работать инвертор с 12 на 220 вольт.

Контроль температуры транзисторов лучше производить термопарой. Если радиатор маловат, то проще поставить вентилятор, чтобы не ставить новый радиатор.

Блок питания на TL494 своими руками мне приходилось изготавливать для усилителя сабвуфера в автомобиле. В то время автомобильные инверторы с 12В на 220В не продавались, и у китайцев не было Aliexpress. В качестве усилителя УНЧ применил микросхему серии TDA на 80W.

За последние 5 лет увеличился интерес с технике с электрическим приводом. Этому поспособствовали китайцы, начавшие массовое производство электрических велосипедов, современных колесо-мотор с высоким КПД. Лучшей реализацией считаю двух колёсные и одноколесные гироскутеры.В 2015 году китайская компания Ninebot купила американской Segway и начал производства 50 видов электрических скутеров типа Сегвея.

Для управления мощным низковольтным двигателем требуется хороший контроллер управления.

Переделка ATX БП в лабораторный

У каждого есть радиолюбителя есть мощный блок питания ATX от компьютера, который выдаёт 5В и 12В. Его мощность от 200вт до 500вт. Зная параметры управляющего контроллера, можно изменить параметры ATX источника. Например повысить напряжение с 12 до 30В. Популярны 2 способа, один от итальянских радиолюбителей.

Рассмотрим итальянский способ, который максимально простой и не требует перемотки трансформаторов. Выход ATX полностью убирается и дорабатывается согласно схеме. Огромное количество радиолюбителей повторили эту схему благодаря своей простоте. Напряжение на выходе от 1В до 30В, сила тока до 10А.

Datasheet

Микросхема настолько популярна, что её выпускает несколько производителей, навскидку я нашел 5 разных даташитов, от Motorola, Texas Instruments и других менее известных. Наиболее полные datasheet TL494 у Моторолы, который и опубликую.

Все даташиты, можно каждый скачать:

• Motorola ;
• Texas Instruments — самый лучший даташит;
• Contek

Предыдущая статья: Дачный домик своими руками — простая пошаговая инструкция стильных летних домиков (75 фото) Строим дачу своими руками и своими силами Следующая статья: Как правильно утеплить крышу дома